隨著單晶片微控器技術日益進步，可完成的工作愈來愈複雜，其主因不只是因內部中央處理器(CPU)核心的處理能力不斷提升，從早期的4位元、8位元、到現在漸成主流的16位元，甚或32位元外，內嵌記憶體包括唯讀存儲記憶體(ROM)和隨機存取記憶體(RAM)容量也加大很多。另外，也整合比以往更豐富的周邊硬體模組，如A/D、D/A，各式各樣的串列、並列通訊介面，並整合各種波形產生和量測需求的各式計時器(Timer)。
由於CPU核心運算速度的提升，再加上硬體整合度提高，在系統設計時，本來須外接的硬體線路，便可用軟體的處理方式省略。如此，不僅可以降低硬體成本，也可因零件的減少而提高產品的可靠度。本文將以瑞薩(Renesas)R8C/Tiny系列中的R8C/1B為設計案例，利用PWM Timer產生DTMF複頻撥號音，取代傳統的DTMF產生器，並討論如何善用新一代MCU的高整合能力，以實現降低硬體成本的設計需求。
搭配RC濾波電路產生所需電壓
PWM廣泛地應用於MCU以實現大功率數位/類比(D/A)的類比訊號輸出，利用Pulse寬度可調變的特性，再搭配簡單的RC濾波電路，便可產生需要的電壓準位。如圖1和圖2中，tw表1完整的脈波週期，ton表邏輯Hi的時間，toff表邏輯Low的時間。如圖1所示，若把一固定工作週期比例(ton/tw)之方波，在其截止頻率遠小於脈波頻率的條件下，輸入一簡單的RC積分電路，輸出則為一接近穩定的DC電壓，此輸出電壓(Vo)之大小為：Vo=Vhi×(ton/tw)+Voffset)，上式中Vhi為邏輯Hi的電位，Voffset為邏輯Low的電位，因Vhi和Voffset兩者皆為常數，若要改變輸出電壓Vo，只要改變ton/tw的比率即可(圖2)。
| 表1 相對振幅對應之PWM設定值 | ||
| N | 相對振幅Y=sin(n×2π/256) | Sin_table[n]=int(Y×511+512) |
| 0 | 0 | 512 |
| 1 | 0.024541286 | 523 |
| 2 | 0.049067789 | 536 |
| 3 | 0.073564735 | 548 |
| 4 | 0.098017369 | 561 |
| — | — | — |
| 252 | -0.098002747 | 460 |
| 253 | -0.073550082 | 473 |
| 254 | -0.049053114 | 485 |
| 255 | -0.024526598 | 498 |
| 256 | 1.46928E-05 | 512 |
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| 圖1 把一固定工作週期比例方波，輸入一簡單RC積分電路所得之常數。 |
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| 圖2 改變ton/tw的比率即可改變輸出電壓Vo |
如圖3所示，將一個完整正弦波週期依角度分成二百五十六等分，依據Y=sin(θ)求出每一等分相對應之相對振幅值，如sin90度時為1、sin45度時為0.707，求出每一點的相對振幅後，並將每一點等比率乘511放大後，再加上Offset值(512)，便成為每一點的PWM設定值，請參閱表1，本例PWM解析度為1,024，放大倍率即Offset值為PWM解析度/2-1=511，加Offset目的在於使每一點的相對振幅為正整數(1～1,023)。
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| 圖3 正弦波週期 |
利用PWM調變正弦波
根據表1，要完整呈現DTMF十六個撥號音，須產生八組頻率的弦波，即697Hz、770Hz、852Hz、941Hz、1,209Hz、1,335Hz、1,477Hz、1,633Hz。這八組頻率的弦波採用一固定的還原時間取樣還原點(Sampling Period)，本例使用50微秒，根據每一個取樣還原時間點，計算出每組頻率對照二百五十六等分弦波表的偏移量，計算方式為單位取樣間隔表格偏移量(Wave Table Moving Step Per Sampling Period) Wave_step=256/(Tsine/Tsample)，其中256為Sine-table樣本數，Tsine為弦波周期，Tsampling為Sample Period取樣還原間隔=50微秒。若要產生852Hz之弦波，其wave_step=256/((1/852)/50μS)=10.9μS， 其餘七組頻率依上述方法計算出如表2。
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表2 七組頻率弦波計算結果 |
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| 頻率(Hz) | wave_step(?)=256/((1/Freq)/50uS) |
| 697 | 8.9216 |
| 770 | 9.856 |
| 852 | 10.9056 |
| 941 | 12.0448 |
| 1,209 | 15.4752 |
| 1,335 | 17.088 |
| 1,477 | 18.9056 |
| 1,633 | 20.9024 |
至此，可知道在每個Sample Period時間產生的頻率表格指標，累加上wave_offset查表sine_table[256]，取得新的PWM值輸出，經過RC積分變成電壓準位，如此週而復始，就會產生需要的弦波波型。而且也可發現，不同頻率之弦波的wave_step不一樣，頻率愈高，wave_setp愈高，取樣還原點就愈少，波形解析度就愈低。反之，頻率愈低，wave_step就愈少，取樣點還原點愈多，波形解析度就愈高。
調變兩組正弦波合成DTMF訊號
任一DTMF撥號音是由高頻音(High Tone)群中任一組頻率，和低頻音(Low Tones)群中任一組頻率組合而成，組合的方式為波形的相加或相減。因此，在程式的流程中，需要兩組指標和兩組wave_stept，在每個Sample Period中，這兩組指標分別累加其wave_offset，進而取得各自更新的PWM值，再將其值相加後除2，得到合成的PWM值，輸出經過積分濾波，即可得到兩弦波合成的訊號(圖4)。 當然，並不是每一顆MCU都可以利用軟體實現模擬DTMF訊號的功能，此MCU須內建一些基本的硬體模組以及速度夠快的執行效能，本例MCU基本的功能需求包括10位元PWM Timer一組，用來控制PWM實現D/A；Time Base Timer一組，用來產生50微秒單位取樣間隔的中斷；CPU指令週期愈短，則產生波形的抖動愈低，本例指令週期為50奈秒。
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| 圖4 兩弦波合成的訊號示意圖 |
本例所使用的MCU，其電路圖(圖5)中S1 ～S12及R10～R21組合成串列分壓的按鍵偵測電路，不同按鍵按壓時，AD_KEY端會有對應的分壓電壓，此電壓輸入MCU的AN11端，經過軟體解析，即可正確判斷是哪一個按鍵被按。當軟體偵測到有按鍵被壓時，其相對PWM波形透過P10腳位輸出，經過R1及C1積分後，在WAVE_OUTPUT端點即可量測到DTMF的波形，另外，PWM訊號經過T11直接驅動喇叭SP1，發出DTMF撥號音。而主程式流程與50微秒中斷服務程式流程如圖6、圖7所示。
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| 圖5 本文範例採用之MCU電路圖 |
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| 圖6 主程式流程圖 |
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| 圖7 50微秒中斷服務程式流程圖 |
圖8(a)及(b)為本例利用R8C/1B模擬DTMF訊號，實際量測到的波形，可參考PWM訊號Duty Cycle的變化和經過RC積分濾波後訊號的相互關係(CH1為PWM訊號，CH2為DTMF訊號)，看到輸出的完整與高訊號品質，證明本文的方法可行，並可為使用者降低成本。
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| 圖8 利用R8C/1B模擬DTMF訊號實際量測之波形。 |
(本文作者任職於晶偉電子)
